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視頻信號是指電視信號、靜止圖象信號和可視電視圖象信號。對於視頻信號可支持三種制式:NTSC、PAL、SECAM。

1 視頻信號 -分類

VGA輸入介面:VGA 介面採用非對稱分佈的15pin 連接方式,其工作原理:是將顯存內以數字格式存儲的圖像( 幀) 信號在RAMDAC 里經過模擬調製成模擬高頻信號,然後再輸出到等離子成像,這樣VGA信號在輸入端(LED顯示屏內) ,就不必像其它視頻信號那樣還要經過矩陣解碼電路的換算。從前面的視頻成像原理可知VGA的視頻傳輸過程是最短的,所以VGA 介面擁有許多的優點,如無串擾無電路合成分離損耗等。

DVI輸入介面:DVI介面主要用於與具有數字顯示輸出功能的計算機顯卡相連接,顯示計算機的RGB信號。DVI(Digital Visual Interface)數字顯示介面,是由1998年9月,在Intel開發者論壇上成立的數字顯示工作小組(Digital Display Working Group簡稱DDWG),所制定的數字顯示介面標準。

DVI數字端子比標準VGA端子信號要好,數字介面保證了全部內容採用數字格式傳輸,保證了主機到監視器的傳輸過程中數據的完整性(無干擾信號引入),可以得到更清晰的圖像。

標準視頻輸入(RCA)介面:也稱AV 介面,通常都是成對的白色的音頻介面和黃色的視頻介面,它通常採用RCA(俗稱蓮花頭)進行連接,使用時只需要將帶蓮花頭的標準AV 線纜與相應介面連接起來即可。AV介面實現了音頻和視頻的分離傳輸,這就避免了因為音/視頻混合干擾而導致的圖像質量下降,但由於AV 介面傳輸的仍然是一種亮度/色度(Y/C)混合的視頻信號,仍然需要顯示設備對其進行亮/ 色分離和色度解碼才能成像,這種先混合再分離的過程必然會造成色彩信號的損失,色度信號和亮度信號也會有很大的機會相互干擾從而影響最終輸出的圖像質量。AV還具有一定生命力,但由於它本身Y/C混合這一不可克服的缺點因此無法在一些追求視覺極限的場合中使用。

S視頻輸入:S-Video具體英文全稱叫Separate Video,為了達到更好的視頻效果,人們開始探求一種更快捷優秀清晰度更高的視頻傳輸方式,這就是當前如日中天的S-Video(也稱二分量視頻介面),Separate Video 的意義就是將Video 信號分開傳送,也就是在AV介面的基礎上將色度信號C 和亮度信號Y進行分離,再分別以不同的通道進行傳輸,它出現並發展於上世紀90年代後期通常採用標準的4芯(不含音效) 或者擴展的7芯( 含音效)。帶S-Video介面的顯卡和視頻設備( 譬如模擬視頻採集/ 編輯卡電視機和准專業級監視器電視卡/電視盒及視頻投影設備等) 當前已經比較普遍,同AV 介面相比由於它不再進行Y/C混合傳輸因此也就無需再進行亮色分離和解碼工作,而且使用各自獨立的傳輸通道在很大程度上避免了視頻設備內信號串擾而產生的圖像失真,極大地提高了圖像的清晰度,但S-Video 仍要將兩路色差信號(Cr Cb)混合為一路色度信號C,進行傳輸然後再在顯示設備內解碼為Cb 和Cr 進行處理,這樣多少仍會帶來一定信號損失而產生失真(這種失真很小但在嚴格的廣播級視頻設備下進行測試時仍能發現) ,而且由於Cr Cb 的混合導致色度信號的帶寬也有一定的限制,所以S -Video 雖然已經比較優秀但離完美還相去甚遠,S-Video雖不是最好的,但考慮到目前的市場狀況和綜合成本等其它因素,它還是應用最普遍的視頻介面。

視頻色差輸入介面:目前可以在一些專業級視頻工作站/編輯卡專業級視頻設備或高檔影碟機等家電上看到有YUV YCbCr Y/B-Y/B-Y等標記的介面標識,雖然其標記方法和接頭外形各異但都是指的同一種介面色差埠( 也稱分量視頻介面) 。它通常採用YPbPr 和YCbCr兩種標識,前者表示逐行掃描色差輸出,後者表示隔行掃描色差輸出。由上述關係可知,我們只需知道Y Cr Cb的值就能夠得到G 的值( 即第四個等式不是必要的),所以在視頻輸出和顏色處理過程中就統一忽略綠色差Cg 而只保留Y Cr Cb ,這便是色差輸出的基本定義。作為S-Video的進階產品色差輸出將S-Video傳輸的色度信號C分解為色差Cr和Cb,這樣就避免了兩路色差混合解碼並再次分離的過程,也保持了色度通道的最大帶寬,只需要經過反矩陣解碼電路就可以還原為RGB三原色信號而成像,這就最大限度地縮短了視頻源到顯示器成像之間的視頻信號通道,避免了因繁瑣的傳輸過程所帶來的圖像失真,所以色差輸出的介面方式是目前各種視頻輸出介面中最好的一種。

HDMI介面:HDMI是基於DVI(Digital Visual Interface)制定的,可以看作是DVI的強化與延伸,兩者可以兼容。HDMI在保持高品質的情況下能夠以數碼形式傳輸未經壓縮的高解析度視頻和多聲道音頻數據,最高數據傳輸速度為5Gbps。HDMI能夠支持所有的ATSC HDTV標準,不僅可以滿足目前最高畫質1080p的解析度,還能支持DVD Audio等最先進的數字音頻格式,支持八聲道96kHz或立體聲192kHz數碼音頻傳送,而且只用一條HDMI線連接,免除數碼音頻接線。同時HDMI標準所具備的額外空間可以應用在日後升級的音視頻格式中。與DVI相比HDMI介面的體積更小而且可同時傳輸音頻及視頻信號。DVI的線纜長度不能超過8米否則將影響畫面質量,而HDMI基本沒有線纜的長度限制。只要一條HDMI纜線,就可以取代最多13條模擬傳輸線,能有效解決家庭娛樂系統背後連線雜亂糾結的問題。HDMI可搭配寬頻數字內容保護(High-bandwidth Digital Content Protection;HDCP),以防止具著作權的影音內容遭到未經授權的複製。正是由於HDMI內嵌HDCP內容保護機制,所以對好萊塢具有特別的吸引力。HDMI規格包含針對消費電子用的Type A連接器和PC用的Type B連接器兩種,相信不久HDMI將會被PC業界採用。

BNC 埠:通常用於工作站和同軸電纜連接的連接器,標準專業視頻設備輸入、輸出埠。BNC電纜有5個連接頭用於接收紅、綠、藍、水平同步和垂直同步信號。BNC接頭有別於普通15針D-SUB標準接頭的特殊顯示器介面。由R、G、B三原色信號及行同步、場同步五個獨立信號接頭組成。主要用於連接工作站等對掃描頻率要求很高的系統。BNC接頭可以隔絕視頻輸入信號,使信號相互間干擾減少,且信號頻寬較普通D-SUB大,可達到最佳信號響應效果。

2 視頻信號 -交流耦合、偏置和箝位

 

視頻信號視頻信號

一、為什麼要對視頻信號進行交流耦合、偏置和箝位?
視頻傳輸系統大多都選用單電源供電。採用單電源供電就意味著要對視頻信號進行交流耦合,從而也降低了視頻質量。 例如數模轉換器(DAC),DAC 的輸出可以進行電平轉換(一種直流工作模式),以確保輸出在 0 電平以上的動態範圍。在具體實施中,常見的錯誤觀點是:運算放大器可以檢測地電平以下的信號,因此,可以在輸出中重現該信號。這種觀點是不正確的。集成的單電源方案才是真正的解決方法。當然,視頻信號的交流耦合會帶來一個問題。信號的 DC 電平在設定圖像亮度之後必須重建,並確保信號落在下一級的線性工作區內。這種操作被稱作「偏置」,根據視頻信號波形以及偏置點所需的精度和穩定性,可以採用不同的電路。但是,S 視頻中只有色度信號(C)近似於一個正弦波。亮度(Y)、複合信號(Cvbs)和 RGB 都是複雜波形。從一個參考電平沿著一個方向變化,而在參考電平以下還可以疊加一個同步波形。這種信號需要一種專門用於視頻信號的偏置方法,被稱作箝位,因為它將信號的一個極值「箝位」在基準電壓,而另一個極值仍可以變化。經典形式就是二極體箝位,其中二極體由視頻的同步信號激活。不過還有其他的箝位形式。

視頻信號視頻信號

二、視頻信號的交流耦合
當信號採用交流耦合時,耦合電容存貯了(信號)平均值之和,以及信號源與負載之間的DC電勢差。圖1用來說明交流耦合對不同信號偏置點的穩定性的影響。圖1所示是正弦波和脈衝分別交流耦合到接地電阻負載時的不同之處。

圖1。 簡單的RC耦合用於正弦波與脈衝時得到不同的偏置點
開始時,兩種信號都圍繞相同電壓變化。但是通過電容之後得到了不同的結果。正弦波圍繞半幅值點變化,而脈衝圍繞與占空比成函數關係的電壓變化。這意味著如果採用了交流耦合,占空比變化的脈衝將比相同幅值頻率的正弦波需要更寬的動態範圍。因此,所有用於脈衝信號的放大器最好採用直流耦合,以保持動態範圍。視頻信號與脈衝波形類似,也適合採用直流耦合。

圖2給出了常見的視頻信號,以及視頻介面處的標準幅值(見EIA 770-1、2和3)。S視頻中的色度、分量視頻中的Pb和Pr,類似於正弦波圍繞基準點變化,如上文所述。而亮度(Y)、複合信號與RGB僅在0V (被稱作「黑色」或「消隱」電平)至+700mV之間正向變化。這裡延用了業界的默許協議,而不是任何標準。請注意這些信號都是複雜波形,具有同步間隔,儘管該同步間隔可能不被定義或使用。例如,圖2給出了NTSC和PAL制式下使用的具有同步頭的RGB。在PC (圖形)應用中,同步是單獨的信號,不與RGB疊加。在單電源應用中,例如DAC輸出,在同步間隔內靜態電平可能不同。這將影響偏置方式的選擇。例如,若雙電源應用中,同步間隔內色度的靜態電平不是0V,那麼色度信號將更接近脈衝而不是正弦波。

圖2。 用來說明同步間隔、有效視頻、同步頭和后沿的RGB (a)、分量(b)、S視頻(c)與複合(d)視頻信號。

儘管存在上述複雜因素,視頻信號仍需交流耦合到電壓變化的位置。通過直流耦合連接兩個不同電源的電路存在很大的危險性,這在安全性規則中是嚴格禁止的。所以,視頻設備製造商有一個默許的規則,即視頻信號的輸入採用交流耦合,而視頻輸出直流耦合到下一級,重新建立直流成分,請參考EN 50049-1 (PAL/DVB [SCART])和SMPTE 253M第9。5章(NTSC),允許提供直流輸出電平。若無法建立這樣的協議,將導致「雙重耦合」,即兩個耦合電容出現串聯,或導致短路,即沒有電容。該規則唯一的例外是電池供電設備,例如攜帶型攝錄機和照相機,為了降低電池損耗而使用交流耦合輸出。

接下來的問題是這個耦合電容應該多大?圖1中,該電容存貯了信號「平均電壓」的假定,是根據RC乘積大於信號的最小周期得到的。為了確保準確的平均,RC網路的低-3dB點必須低於信號最低頻率6到10倍。然而,這將導致大範圍的電容值。

例如,S視頻中的色度是相位調製正弦波,其最低頻率約2MHz。即便使用75Ω負載,也只需要0。1μF,除非需要使水平同步間隔通過。與之相反,Y (亮度)、Cvbs (複合信號)和RGB的頻率響應向下擴展到視頻幀頻(25Hz至30Hz)。假定75Ω負載,並且-3dB點在3Hz至5Hz,這就需要大於1000μF的電容。使用過小的電容會引起顯示圖像從左到右、從上到下變暗,並可能使圖像在空間上產生失真(取決於電容量)。在視頻中,這被稱作行彎曲與場傾斜。為了避免可見的偽信號,其電平必須小於1%至2%。

視頻信號視頻信號

三、用於視頻的單電源偏置電路
如圖3a所示,只要RC乘積足夠大,RC耦合對任意視頻信號都有效。另外,與之相應的運放電源範圍必須足以處理信號平均值附近的負向和正向偏移。過去,這是通過運放使用雙電源實現的。假定RS與Ri以相同的地為參考,並等於Ri與Rf的並聯值,則運放可以抑制共模雜訊(即具有較高的共模抑制比[CMRR]),並具有最小的失調電壓。低-3dB點為1/(21RSC),並且,不論耦合電容的尺寸大小,電路都可以保持其電源抑制比(PSRR)、CMRR和動態範圍。絕大多數視頻電路採用這種方法構建,而且絕大多數交流耦合視頻的應用仍然採用這種方式。
隨著數字視頻和電池供電裝置的出現,負電源就成了降低成本與功耗的負擔。RC偏置的早期嘗試與圖3b類似,其中使用了分壓器。假定圖3a中R1 = R2,且VCC等於VCC與VEE之和,這兩個電路是相似的。但是兩者的交流性能是不同的。例如,圖3b中VCC上的任何變化將直接導致運放輸入電壓按照一定的分壓比變化,而圖3a中,該變化被運放的電源余量吸收了。R1 = R2時,圖3b的PSRR只有-6dB。因此,電源必須經過濾波與良好的穩壓。

為了改善交流PSRR (圖3c),插入一個隔離電阻(RX)是低成本的替代方法。不過,除非與Rf和Ri的並聯值匹配,否則這種方法會帶來額外的直流失調。更麻煩的是,這還需要RxC1與C2Ri的乘積必須小於3至5Hz,如上文所述。儘管該電路中更大的旁路電容(C3)需要更小的RX,並降低了失調電壓,但同時也使C1增大。在使用電解電容的低成本設計中可以採用這種方法。

另一種選擇是圖3d,它用3端穩壓器替代了分壓器,並將PSRR擴展到低至DC。穩壓器的低輸出阻抗在降低電路失調電壓的同時,使RX更接近Rf和Ri的並聯值。因為C3的唯一目的是降低穩壓器雜訊,並以頻率的函數補償穩壓器的輸出阻抗(Zout),所以其值小於圖3c中的值。不過C1和C2仍很大,並且對低於RiC1乘積的頻率,CMRR存在較大的問題,另外還有穩定性問題。

圖3。 RC偏置技術,包括雙電源(a)、使用分壓器的單電源(b)、低失調的分壓器(c)以及改善了PSRR的穩壓源(d)。
根據上述內容,雙電源供電交流耦合比單電源方法更好(考慮共模抑制與電源抑制)—不考慮具體應用。

視頻信號視頻信號

四、視頻箝位
亮度、複合信號與RGB信號在黑色(0V)參考電平與帶有同步頭(-300mV)的最大值(+700mV)之間變化。但是,與圖1占空比變化的脈衝相似,若這些信號是交流耦合的,偏置電壓會隨視頻內容而變化(被稱為平均圖像電平或APL),並會丟失亮度信息。需要有一個電路電路將黑色電平保持為常數,不隨視頻信號或同步頭幅度的變化而變化。

圖4a所示電路被稱作二極體箝位,試圖通過二極體(CR)代替電阻來實現。該二極體相當於單向開關。這樣,視頻信號的大部分負向電壓、水平同步頭被強製為地。因此該電路又被稱作同步頭箝位。假定同步電壓(-300mV)不變,而且二極體的導通電壓為零,這將使參考電平(0V)保持恆定。雖然不能控制同步電平,但是可以降低導通電壓,即通過將箝位二極體放在運放的反饋迴路實現「有源箝位」。這樣做的主要問題是:如果匹配電路不正確則有可能產生自激,並且在分立設計中很少採用。集成方案可以進行補償,具有更高的可靠性。(例如max4399、MAX4098和MAX4090。)

若同步電平變化或不存在,二極體可以用開關替代――通常使用受外部信號控制的FET (圖4b)。這就是鍵控箝位,控制信號是鍵控信號。鍵控信號與同步脈衝一致,這就實現了同步箝位。與二極體箝位不同的是,這種方法可以在同步間隔的任意位置使能,而不僅僅在同步頭。如果鍵控信號出現在視頻信號是黑色電平時(圖4c),則得到「黑色電平箝位」。這種方法最為通用、接近理想模型。開關不具備二極體的導通電壓,可以真正實現黑色電平箝位。

加入一個直流電壓源(Vref)為色度、Pb與Pr以及複合信號和亮度信號設定偏置。其缺點是需要同步隔離器獲得鍵控信號,而在某些應用中這就不夠準確了。若正在量化視頻信號,則希望黑色電平保持在±1最低有效位(LSB)或在±2。75mV內。箝位得不到這樣的精度。

用來為視頻信號提供偏置的另一種方法稱作直流恢復,可以實現接近±1 LSB的黑色電平精度。圖4d中需要注意的第一點是,該電路中沒有耦合電容。取而代之,U2用來比較第一級(U1)的直流輸出和某個電壓(Vref),並對U1施加負反饋,強制輸出跟蹤該電壓,而與輸入電壓無關。顯然,若迴路連續運行,將得到直流電平。可以在反饋迴路中插入一個開關。該開關僅在每行需要設定為Vref的點(同步頭或黑電平)瞬時關閉。該電壓由電容(C)存貯,但該電容並未與輸入串聯,而是通過切換反饋迴路以採樣-保持(S/H)形式出現。

圖4。 不同形式的視頻箝位:(a) 二極體或同步頭箝位;(b) 用作同步頭箝位的帶基準電壓的鍵控箝位;(c) 用作黑色電平箝位的鍵控箝位;(d) 直流恢復

圖5的實現電路實際上由兩個電容(Chold和Cx),兩個運放(U1和U2),以及一個S/H組成。真正的比較與信號平均由Rx、Cx和U2完成。RC乘積根據雜訊平均選擇。對16ms的場信號(NTSC/PAL),RC乘積應大於200ns。因此U2是根據低失調電壓/電流與穩定性來選擇的低頻器件,而不是根據其頻率響應特性來選擇。(MAX4124/25是這種應用的良好選擇。) 另一方面,U1根據其頻率響應,而不是失調進行選擇。S/H和Chold本身的選擇依據其泄漏特性,即在每行引起的電壓變化(下降)。圖中電路使用雙電源供電,該電路也可以使用精確的電平轉換,用單電源形式實現。

圖5。 直流恢複電路的實現,使用兩個電容、兩個運放和一個S/H。

直流恢復的最大問題是恢復的電平—Vref黑色視頻電平—是模擬量,與其在數字域中的數值無關。為了進行修正,通常與鍵控箝位一樣,用DAC產生Vref,直流恢復可以用於任何視頻信號(帶或不帶同步),並可以在波形的任意位置使能 - 足以滿足放大器和S/H的快速響應。

3 視頻信號 -視頻信號的重放原理

顯然,重放過程是記錄過程的逆過程,是把記錄在磁帶上的磁信號轉換成電信號的過程,儘管不同類型的錄像機其重放系統的電路形式有所不同,但它們的作用都是相同的,即經過重放系統的處理,還原出符合要求的視頻信號來。本節我們將以分量型錄像機為例簡要分析視頻信號的重放。

亮度信號的重放過程

是分量型錄像機重放通道,兩個旋轉亮度磁頭拾取亮度調頻信號,經過磁頭放大器,及磁頭切換開關后形成一個射頻亮度信號分兩路輸出。一路經失落檢測電路,產生失落檢測脈衝,到時基校正電路中的失落補償電路進行失落補償;另一路經頻率解調器對亮度調頻信號進行限幅,解調處理,得到復原的亮度信號。然後經過非線性去加重和去加重電路進行去加重,恢複信號原來的幅頻特性,同時抑制了高頻端雜波能量,提高高頻端信噪比。再后信號進入時基校正電路,完成消噪,時基校正,失落補償等處理。最後信號分成兩路,一路作為分量亮度信號輸出;另一路進入Y/C混合電路與編碼色度信號混合成複合彩色視頻信號輸出。

磁頭放大器

又稱為預放大器,它是一個低雜訊,高增益的寬頻放大器,它把旋轉變壓由輸出來的1mv左右的微弱的射頻信號放大到幾百mv,以滿足後續電路對信號處理的要求,一般其增益在40dB以上。另外,由於磁頭放大器是重放電路的第一級,它的雜訊係數將影響到整個電路的信噪比,因此要求其必須是低雜訊放大器。另外,由於信號在錄放過程中存在很多損失,特別是高頻損失較大,所以在預放器中要進行高頻補償,即進行幅頻特性的校正。

視頻信號豐富的視頻信號介面

磁頭切換電路
在兩磁頭的錄像機中,磁帶與磁頭鼓的包角略大於180°,所以在記錄時,A磁頭還未離開磁帶時,B磁頭已貼上磁帶的另一邊,在兩磁頭同時與磁帶接觸的那一段時間裡,將分別在相鄰兩條磁跡的首末端記錄相同的內容,形成重複部分,大約10行左右。

磁頭切換電路的作用是切掉兩個磁頭的多餘部分信號,並將A,B磁頭不連續的信號變成連續的輸出信號。而切除的動作是根據磁頭切換脈衝來進行的,這個切換脈衝由伺服系統產生,它是一個頻率等於磁鼓轉速的方波,其跳變沿剛好位於重疊部分的中心。

信號失落補償

由於磁粉脫落,或者由於磁頭與磁帶瞬間接觸不良,或者是由於磁帶上有污物等原因,會使重放亮度信號出現部分幅度跌落,嚴重時可能沒有信號輸出,即產生信號失落。這種情況反映在圖像上是出現橫向白色噪點或條紋。信號失落是沒有規律的,因此不可能在失落點補上與原來完全相同的信號,但也不能使補上去的與原來相差太遠。由於電視信號中相鄰兩行的信息是相似的,稱為行相關原理。根據這個原理,我們可用前一行信號代替這一行失落的信號。但是,由於電路技術能力有限,不可能將所有的微小失落都全部檢測出來,因此一般當失落長度相當於5us時間或是信號輸出衰減16dB以上才進行失落補償。

限幅與解調電路

為了消除亮度信號中的寄生調幅和高頻雜波,保證解調電路正常工作,一般在解調電路之前設置限幅電路。利用限幅電路將調頻信號的幅度下降為原來的1/2(降低6dB),信號能量也降低為原來的一半。如圖4-39所示。

限幅電路的作用有兩個

(1) 通過將信號變成近似矩形波,能恢復丟失的部分上邊帶能量,為後續電路提供所需要的信號波形。能消除亮度調頻信號的一切寄生調幅,保證解調電路正常工作,改善信噪比。

對限幅電路的要求是:

(1) 要有足夠的限幅深度(40~50dB),至少進行兩次限幅,中間插入放大器,使限幅和放大交替進行。要有足夠的通頻帶,能完全通過調頻信號的一次上邊帶。要求對稱限幅,否則會出現二次諧波成分而產生網紋干擾。解調電路的作用是將限幅由輸出的調頻波經過解調還原為視頻信號,它是重放系統的核心。

對解調電路的要求是:解調性好,解調載漏小;能調頻率範圍應包括調頻信號的整個範圍。由於調頻信號的載頻較低,相對頻偏較大,一般的鑒頻方式不能保證其鑒頻的直線性,所以要採用脈衝計數式鑒頻器或延時線式解調器。

非線性去加重和去加重

前面介紹了為提高重放信號的信噪比,視頻信號在調頻之前要進行非線性預加重和預加重處理。在重放時,為了使信號恢復正常的調頻特性,必須對解調后的視頻信號進行非線性去加重和去加重處理。去加重的頻率特性與預加重相反,所以在去加重過程中,高頻分量被衰減下來,從而降低了信號的高頻雜訊,使信噪比得到提高。非線性去加重同樣也是非線性預加重的逆過程,它的主要目的也是通過抑制信號的高頻分量,提高高頻端的信噪比,達到消除高頻雜波能量的目的,因此也叫雜波消除電路。

視頻信號視頻信號的設定

時基校正
視頻信號在重放過程中,由於磁頭旋轉不均勻和磁帶運行速度不穩定,以及磁帶伸縮等因素,會使重放的視頻信號產生抖動,即時間軸發生變動,產生了時基誤差,這種影響表現在亮度信號是同步信號周期性中晃動,而表現在色度信號上是副載波頻率和相位的變化,並引起圖像色調失真。也就是說,由於各種原因導致磁帶發生伸縮變化時,使視頻信號在時域上產生壓縮或拉伸,這種時間軸基準長度發生的變化,稱為時基誤差。如圖4-40所示。圖中信號周期伸長了△TH,即為時基誤差。要減少時基誤差,單靠提高錄像機的機械精度和伺服系統精度是難以達到要求的,一般還需要採用電路校正的方法,這就是時基誤差電路。時基校正電路有消噪,時基校正器,失落補償電路等部分組成,完成其各自的功能。

tu 4-40

在錄像機發展的初期,時基誤差採用模擬式延時電路,通過控制延時量大小使信號的時基誤差得到校正。但是模擬式電路校正的程度太小,後來出現了數字時基校正器電路。

數字時基校正器的基本原理是把錄像機重放的視頻信號變換為數字信號后存儲在數字存儲器裡邊,並控制從存儲器中讀出的信號給以不同的延時來實現時基校正。有關時基校正電路的原理,具體的我們將在後面的章節專門介紹。

色度信號的重放過程

與亮度信號的重放過程類似,兩個色度磁頭重放的色度信號磁頭放大器和切換開關后形成射頻信號分成兩路。一路去AFM解調電路,從頻分復用的合成頻譜中,利用帶道濾波器取出兩個聲道的AFM信號;另一路經射頻放大後進入色度信號通道,後面電路的形式與亮度通道基本相同。但是,需要指出:在色度時基校正電路中,除了進行與亮度通道相同的消噪,時基校正,失落補償等處理之外,還有一項亮度信號里沒有的處理工作,即時間軸擴展。它是時間軸壓縮的逆變換,即對一個合成的時間軸壓縮的時分復用信號CTDM,通過時間軸擴展還原為R-Y,B-Y色差信號。

時基校正後的兩個色差信號,一方面作為分量色度信號輸出,另一方面進行色度編碼形成色度信號,與亮度信號混合后,作為複合全電視信號輸出。

4 視頻信號 -參考資料

[1]老古開發網http://www.laogu.com/wz_2756.htm
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